受限于MOS管的驅(qū)動(dòng)閾值，在許多的應(yīng)用場(chǎng)景中無(wú)法直接使用MCU或者SOC的GPIO電平驅(qū)動(dòng)MOS的導(dǎo)通與關(guān)斷，此時(shí)需要在MOS的G極處增加一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)現(xiàn)GPIO電平可以驅(qū)動(dòng)MOS。

€1.BJT驅(qū)動(dòng)PMOS

如圖6-1演示了PMOS的自驅(qū)效應(yīng)，當(dāng)PMOS的G極連接S極時(shí)，VGS=0V，PMOS便會(huì)自開(kāi)啟，那么如果在PMOS的G極與GND之間增加一道SW開(kāi)關(guān)，那么就可以實(shí)現(xiàn)G極電位在GND和Vin之間切換，那么就可以通過(guò)SW來(lái)控制PMOS的開(kāi)啟與關(guān)閉。

圖6-1：PMOS的自驅(qū)效應(yīng)

將圖6-1中的SW開(kāi)關(guān)更換為三極管BJT，如 圖6-2 ，那么就是一個(gè)典型的BJT驅(qū)動(dòng)高邊PMOS的電路，其中C1，C2，Zener非必要。C1用做加速BJT打開(kāi)，C2用做BJT快速關(guān)斷，Zener用做VGS鉗位，避免瞬時(shí)電壓超過(guò)MOS的VGSmax耐壓從而損壞MOS。

圖6-2：BJT驅(qū)動(dòng)PMOS電路

R1和R2在一條路徑上可以調(diào)節(jié)分壓，也即調(diào)整G極電位，Q2關(guān)斷時(shí)，VG=VS，VGS=VG-VS=0V，Q1導(dǎo)通時(shí)，VG=Vin×{R2/(R1+R2)}，VS=Vin，那么VGS=Vin×{R2/(R1+R2)}-Vin。當(dāng)R1很大，R2很小，VGS≈Vin，此時(shí)如果VGS接近或超過(guò)Q1的GS耐壓值VGSS，會(huì)損壞PMOS，那么這時(shí)就可以調(diào)整R1，R2的比例，將導(dǎo)通時(shí)VGS值調(diào)整至-VGSS＜VGS＜VGSTHmin。

€2.BJT驅(qū)動(dòng)NMOS

因?yàn)镹MOS經(jīng)常用作低邊開(kāi)關(guān)，NMOS的低邊開(kāi)關(guān)很容易驅(qū)動(dòng)，一般都不需要額外增加驅(qū)動(dòng)電路。如圖6-3是帶電荷泵BJT驅(qū)動(dòng)NMOS的高邊開(kāi)關(guān)，但很不常用。如果板級(jí)有額外高于Vin的電壓Vdd，則可以去掉Charge Pump，直接使用分立開(kāi)關(guān)控制Vdd和G極的通斷。如果Charge Pump支持en使能，那么就可以去掉去掉G極驅(qū)動(dòng)NMOS，直接使用GPIO控制Charge Pump的en，使能Charge Pump，輸出高電壓，干路MOS導(dǎo)通，不使能Charge Pump，不輸出高電壓，干路NMOS關(guān)斷。

圖6-3：帶電荷泵BJT驅(qū)動(dòng)NMOS高邊開(kāi)關(guān)

€3.設(shè)計(jì)示例

*設(shè)計(jì)背景：*設(shè)計(jì)一個(gè)高邊負(fù)載開(kāi)關(guān)，輸入電壓為24V，輸入電流為5A，使用MCU的GPIO控制導(dǎo)通與關(guān)斷，GPIO的電平為3.3V。

*設(shè)計(jì)分析：*這里如果選用NMOS，則需要有高于24V的電壓施加給柵極，除了板級(jí)要么沒(méi)有大于24V的電壓，要么增加Charge pump，都不利于簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，降低成本，這里還是選擇低壓功率PMOS。

器件選型：根據(jù)VDSS＞24V，IDSS＞5A，Vin=24V，G極施加電平可以自取24V，并且增加BJT驅(qū)動(dòng)電路可以做到可調(diào)，所選PMOS的VGSTH和VGSS耐壓可以比較寬泛。對(duì)于選用的BJT，MOS的G極電流本就不大，可以選用普通的NPN型小信號(hào)BJT，讓其工作在飽和區(qū)即可，基極電流Ib可以稍大，此處選用BJT的要求并不多，耐壓＞24V，成本低廉。這里選用LRC的PMOS：LP73027DT3WG，NPN：L2SC4081ST1G，相關(guān)參數(shù)如圖6-4至 圖6-6 **

圖6-4： LP73027DT3WG最大額定參數(shù)

圖6-5：LP73027DT3WG電氣參數(shù)

圖6-6：L2SC4081ST1G電氣參數(shù)

*設(shè)計(jì)結(jié)果：*如 圖6-7 ，Ctrl輸出3.3V高電平時(shí)，BJT導(dǎo)通，R1和R2組成分壓電路，當(dāng)R1遠(yuǎn)大于R2，Vg-Vs≈24V，PMOS導(dǎo)通；Ctrl輸出0V低電平時(shí)，BJT關(guān)斷，此時(shí)Vg-Vs≈0V，PMOS關(guān)斷。

圖6-7：設(shè)計(jì)結(jié)果

*功耗分析：*L2SC4081ST1G導(dǎo)通時(shí)，LP73027DT3WG也導(dǎo)通，此時(shí)電阻R1和R2串接在Vin和GND之間，存在電流消耗，根據(jù)P=U²/R，R越大，功耗越小，這也就是R1取值比較大的原因之一。L2SC4081ST1G導(dǎo)通也有電流損耗，雖然建議Ib稍大，但不能過(guò)于大，建議取Ib=1mA為通用計(jì)算取值。

€4.使用舉例

圖6-8：實(shí)例1

如圖6-8所示是VT11驅(qū)動(dòng)VT12，VT11的基極額外使用二極管搭建了一個(gè)簡(jiǎn)易或門(mén)，允許多個(gè)信號(hào)驅(qū)動(dòng)VT11導(dǎo)通，從而打開(kāi)VT12。

圖6-9：實(shí)例2

如圖6-9所示是VT33驅(qū)動(dòng)VT20，VCC=3.3V，使用的PMOS其VGSth=-3V~-1V，X9H_PWR_ON電平為1.8V，那么1.8-3.3=-1.5V，剛好處于VGSTH之間，存在導(dǎo)通隱患，所以增加一個(gè)VT33驅(qū)動(dòng)電路。如果X9H_PWR_ON電平是3.3V，那么就可以直接驅(qū)動(dòng)VT20。

圖6-10：實(shí)例3

如圖6-10所示是Q1驅(qū)動(dòng)Q8，C623既可以加速R419固定電位，也可以控制吸納涌入電流。R229為調(diào)試跳線0Ω電阻，這里額外注意R548和R420的電阻相互位置，是避免分壓效應(yīng)的一種排布。